今天逛论坛的时候看到了一个激光二极管恒流驱动的电路，下载下来看一看，然后与各位同好简单分享一下。.大致电路图如上所示，基本原理就是一个电源电路（buck/boost均可），只要功率和电压满足要求即可；然后再结合一路运放和MOS管构成的恒流源电路，TL431生成基准源加到运放的同相输入端以控制流过激光二极管的电流。Iset=Vset/R33（Vset为基准源分压得到）整体电路结构是蛮简单的，原理： 当负载电流Iout增加时，采样电阻1Ω上的电压V1增加，从而运算放大器反相输入端电压Vn增加；从而导致同相输入端Vp和反相输入端Vn之间的差值减小，然后运算放大器输出端Vout电压减小（即MOS管的驱动电压降低），从而MOS管等效电阻变大（该电路中MOS等效为可变电阻器），导致Iout减小。所以当Iout增加时，Iout会减小，从而形成负反馈。 由于存在负反馈，所以“虚短”和“虚断”成立，于是Vn=Vp=Vin，且V1=Vn；所以流过负载的电流Iout=Vin/1Ω（图中也有标注公式）。 那么根据仿真，也可以进一步印证我们的想法。如上推导一样，该电路通过控制同相输入端电压Vp来实现恒流。仿真图中负载电流等于0.5V/1Ω=0.5A。图中 C1作用为在运放上电瞬间建立瞬态的负反馈通路，让运放稳定（因为反馈回路较慢） 。在正常工作后，C1等效为开路。搜了搜一些激光恒流模块也基本就是这种架构的恒流电路，这个电路理论上是没啥问题的。（如下图，某宝某店的激光驱动板）感觉这个电路结构还是蛮常见的，不过不知道大功率的激光驱动电路是怎么样的。#创享2025##嘉立创PCB##嘉立创18周年庆，赢金豆兑壕礼##DIY设计#

门禁卡拆解，里面用的还是一颗牛屎芯片，哈哈，还是很简洁的。 #嘉立创PCB# #DIY设计# #嘉立创18周年庆，赢金豆兑壕礼#

电阻温度检测器是无源电路元件,其电阻会随温度的升高而增大。电阻温度检测器通常使用铂、铜或镍构成，RTD 的一个主要优势是支持较宽的温度范围,从-200°℃ 到 +850℃℃。RTD 的精度限制由 RTD 的类别或等级来定义。铂、铜或镍的特性决定了在 0'℃ 到 100'℃, 的温度范围内,电阻与温度间的线性近似关系铂 RTD 以强大的线性度和可重复特性而著称。 RTD 通常采用三种常见配置进行设计:两线、三线和四线。每种接线配置都需要不同的激励电流和电路拓扑以减少测量误差。 在两线配置中，RTD 的两端各连接一根导线。在这种配置中，引线电阻无法与 RTD 电阻隔离，这样就增加了一个无法与 RTD 测量隔离的误差。 两线制配置中测出的电压实际上是： Vtemp=Isource*(RL+RTD+RL)，而其中的RL线阻不是我们想要的。 两线法测RTD电阻的仿真大致如下，最终的 U2测出的电压是含有了两个引线电阻（图中的RL5和RL6）带来的误差的 。所以说两线 RTD 产生的 RTD 测量结果精度最低， 在精度不太重要或者引线长度较短时使用 。两线 RTD 是成本最低的 RTD 配置。 在三线配置中，RTD 的一端连接一根引线，另一端连接两根引线。通过使用不同的电路拓扑和测量，可有效地消除引线电阻，减少三线 RTD 测量中的误差。针对引线电阻的补偿假定引线电阻是匹配的。 Vtemp=Isource1*（RL+RTD）- Isource2*RL 那么如果Isource1 = Isource2 且 引线电阻匹配的情况下，上式可以简化为：Vtemp=Isource*RTD 那么RTD就可以根据激励电流的值以及测量电压的值计算出来，以此降低引线电阻带来的误差。 三线法测RTD电阻仿真如下，节点电压已标记出。（需要注意的是，如果I1和I2不一样，以及RL1和RL2不一致，均会引入误差。） 在 四线配置 中， RTD 的任一端均连接两根引线 。在此配置中，可以用四线电阻测量法测量RTD 电阻，且 精度更高 。在此测量中，检测 RTD 电阻，且引线与传感器激励发生反应未造成误差。 四线 RTD 产生的测量结果精度最高,但也是成本最高的 RTD 配置 。 四线法测RTD电阻的仿真如下，可以看到由于激励电流没有流过测量RTD的引线电阻，所以几乎并不存在引线电阻带来的测量误差。所以在测量电阻精度要求比较高的场合一般都采用四线法测量，也称为开尔文测量法。一般电阻仪，或者台式万用表都可以四线法测电阻，测试出的结果会更准（台式万用表默认为二线法测量，可以切换为4W测试）。两根线提供激励电流，两根线测电压。 下图电路旨在利用四线 RTD 配置的优势，该配置是精度最高的配置。两条导线 (W1和 W4)是激励电流引线 ，将 RTD 连接到恒流源（ A1为恒流源简图，可以是ADC芯片内部的IDAC，或者分立元件搭的恒流源均可 ）。另外两条导线 (W2 和 W3)是电压检测引线 ，将 RTD 上的电压连接到放大器（由于 输入阻抗很大，所以基本W2和W3上不存在电流导致的测量误差 ）。 A2，A3，A4组成一个仪表运放，输入阻抗大。#创享2025##嘉立创PCB##DIY设计##嘉立创18周年庆，赢金豆兑壕礼#

坛友的提问：下图来自先积集成的一款PAC的芯片（PWM转电流控制），问图中的1MΩ电阻是否可以替换为100kΩ。那么1MΩ换成100kΩ后会影响什么呢？利： 外部电阻的减小，很大程度上减小了输入失调电流引入的误差，例如LM321的输入失调电流的最大值为150nA，那么按最大值来计算1MΩ下输入失调电流引入的误差是150nA*1M=150mV，如下图仿真，在没有输入失调电流的情况下输出电压应该为1V，而输入失调电流的存在，会导致输出产生偏差，输出为0.85V。 而 电阻改为100KΩ后，可以看到输入失调电流导致的误差电压也随之减小了十倍。这也就是电阻改小的好处。弊： 弊端就是，随着电阻的减小，这个差分运放的输入阻抗也随之减小。差分运放的输入阻抗是由外部电阻决定的，同相输入端的输入阻抗为R2+R5，如果是1MΩ的情况下，输入阻抗为2MΩ；如果是100kΩ情况下，那么同相输入端的输入阻抗就是200kΩ。（反相输入端的输入阻抗比同相输入端计算起来复杂，之前推文有做过推导，遂不再赘述） 为了方便观察，我将电阻调为了1kΩ，如下图所示，红色电流路径影响流过采样电阻的电流值；蓝色电流路径（有可能是运放流过负载，也有可能是负载流向运放，具体要根据负载大小来分析）会影响流过负载的电流准确度。 个人看法 从我个人的角度来看，我认为 能改100kΩ，因为此时 输入阻抗200kΩ也不算太小， 电流采样电阻不是很大的情况下，通过输入阻抗导致的电流误差可以说是微乎其微（不过这个电阻对于一些输入失调电流uA级别的来说还是不可小觑的一个数量级）。 而且 电阻改小后有一定的好处，电阻改小后， 输入失调电流对差分放大的输出结果更小了，这个是不可否认的。我不是很喜欢在运放外围放MΩ级别的电阻。 然后我也去搜索了一下 GP8102的数据手册（版本FN1601-41.1） ，发现 厂家已对这个差分部分的电路已经做了更改 （可能厂家也认为这个1MΩ的电阻实在是太大了）， 改为了一个三个运放搭成的仪表放大器 （输入阻抗很大，更精准了） 。这个是一个好方法，不过不可否认的是，这个 成本也更高 了。#创享2025##嘉立创18周年庆，赢金豆兑壕礼##嘉立创PCB#

变压器没有抽头如何做正负压？大致拓扑如下，C1上方为正压输出，C2下方为负压输出：左边为变压器原边绕组，右边为变压器副边绕组。在交流电正半轴，D1导通，D2截止，电容充电路径如下图蓝色路径所示：在交流电负半轴，D2导通，D1截止，电容充电路径如下图蓝色路径所示：由此以来，变压器即使不抽头也可以生成了一个正压，一个负压。简单的理解，就是正负压都是半波整流，由此生成的正压和负压，只要理解电流方向便很好理解这拓扑。在一些较为合适的场合这样去设计，还是非常值得推荐的。#创享2025##嘉立创18周年庆，赢金豆兑壕礼##DIY设计##嘉立创PCB#

这个是后续了，前文讲到我买了个玩具小车，充电器很简陋。 下图是充电器上的性能描述，即输入电压电流和输出电压电流，标称输出3.7V/0.5A（瞎扯淡）： 所以为了验证充电器的充电性能，我使用可调电源输出5V通过充电器给电池充电，然后如下所示，可以看到充电电流基本在300mA往上（全程），当电池充到4.3V左右的时候，电池停止了充电，红灯熄灭。 当电池充到4.3V左右的时候，电池停止了充电，红灯熄灭。我就在想，不应该啊，因为按照电路分析，电阻R2和电阻R3为三极管Q1的基极提供了大概0.39V的偏置电压，所以按照计算大概电池得充到4.6V才能灯灭。所以就想会不会是电池里加了保护电路。于是我就将电池拆开了，可以看到电池配备的是一个14500的电池，电池容量为500mAh的3.7V锂电池。拆开后可以看到确实，在电池上面串联了一个电池保护板（不然4.3V灯灭说不过去）。放大可以看到这个保护板使用的芯片为DW02C+1n4148：电路图我也仔细看了一下，基本就是DW02C的典型应用电路（比典型应用电路多了个1N4148，可能是考虑电池反接之类的操作）：这个也就是因为有电池内部的保护，所以这个破烂的充电电路得以充电充满断电，因为DW02C芯片有过充保护，当检测到电池两端的电压超过保护阈值时，就会断掉充电回路，以防电池过充，这样就相当于利用电池内部的过充保护实现了“充满断电”，实际上这种还是非常不好的设计。如果用户私自更换了没有过充保护的电池，那还是很危险的。这个DW02C还是蛮不错的一个小芯片，以往见到的是类似DW01+8025A双mos做的锂电池保护，现在看DW01一片SOT23-5就可以完成这个事情了，还是蛮推荐给大家使用的。下图是对比，可以看到DW02的外部几乎不需要什么器件，DW01就显得外围器件较多了。另外搜了一下DW02的价格，也比较合适，一片才1毛钱。先Mark一下，以后DIY的时候用。总结：设计的不好，虽然能实现充满断电，但也是投机取巧，而且对充电电流完全没有控制，涓流恒流充电完全不存在。非常不建议这样设计锂电池充电电路。#创享2025##嘉立创18周年庆，赢金豆兑壕礼##嘉立创PCB#

记得小时候三年级的时候，我爸给我买了一辆遥控小汽车，现在一晃二十多年过去了，现在轮到我给我自己买遥控小汽车了，于是乎，我网购了一辆价值150元的遥控小汽车。下图是我购买的小汽车，还是蛮好玩的。（吐槽之前先夸一句） 不过小汽车并不是本期的主角，拆了这个小汽车我还是很心疼，所以本期的主角是小汽车粗制滥造的充电器！ 当我看到这充电器的时候，首先我感觉，诶好像还蛮高级的，还是透明磨砂的，然后我仔细一看，啊，这里面怎么好像有个三极管？？！这个怎么和我之前写的文章的电路有点像？不能是三极管那个垃圾电路吧！ 然后我想，那就拆开吧，反正我是硬件工程师，我怕啥，大不了自己做一个充电器。然后就拆开了。。。果然是那个熟悉的电路，这都是哪个师傅教的？我真是瞬间有无语住。。。我小时候的那个遥控车就是最后电池坏了不能玩的。我真是求求你们不要这样设计了好不好？ 这个电路非常之简单，可以说电池充电该有的过充保护，涓流充电，恒流充电啥都没有，就是USB通过一个限流电阻给电池充电，三极管只是作为指示灯的指示作用。 为了更方便大家观察线路，我加了灯光照射： 电路图如下所示：我只能说比我上次拆的多俩偏置电阻，其余没啥新奇的地方，这个电路中，R2和R3作为三极管的偏置电阻，R1作为电池的限流电阻： 这次拆的甚至比我之前拆的那个更烂的方案还多了俩偏置电阻，我真是哭死。下图是之前拆的方案，更烂，更臭：总结： 我小时候的玩具车就是因为最后电池坏掉导致的不能继续玩，我爸也不会修，昂贵的玩具更不可能再买第二个。希望各位总工在设计玩具的时候，更考虑一下可靠性设计，就像我拆的这个充电器，150块钱的遥控车，我要个2毛钱的4056充电芯片不过分吧？ 我很喜欢拆解玩具，从其中我看到了各位总工良苦用心的设计，也看到了很多厂商偷奸耍滑的降本设计。 当然大环境如此，三极管几分钱，4056几毛钱，对于小厂家来说用4056就可能要面临被同行用三极管卷死的可能。 但是我还是希望各位做玩具的总工严谨设计，守护小孩子的童年。毕竟不是每个小孩子的爸爸都是硬件工程师。#嘉立创18周年庆，赢金豆兑壕礼##创享2025##DIY设计##嘉立创PCB#

在家闲着无聊，就滴滴滴了一个RS485转4-20mA的转化器的电路，想看看恒流源部分是怎么控制的，于是就开始了滴滴滴。 。 。 然后我滴滴滴一半发现这个反馈有点像前两天分析的电路。。。 滴滴滴完之后，还真是前两天分析的电路。。。哈哈，看来这个电路还是实用的，需要的同好也可以参考。 单片机IO输出不同占空比的PWM，LM385为反相器提供基准电压，可以让反相器输出的PWM中携带的直流分量更精准；然后反相器输出后的PWM经过2阶RC低通滤波后接一个电压跟随器，减小RC低通滤波器的输出阻抗，防止对后级Howland电流源中的反馈造成误差。 当然， 也可以用DAC功能实现，但是这个模块上的stm32没有DAC功能，所以用了PWM做DAC功能 。当单片机没有DAC时，就可以使用这种 PWM+二阶RC的方法做DAC ；需要注意的是，这个 基准源需要精准。基准源的精准度会影响输出精度。这个图和之前分析的是一样的原理，下面是之前论坛里看到的图：下图是仿真：#创享2025##DIY设计##嘉立创PCB#

最近楼道里的灯坏了，然后今天下楼丢垃圾的时候看到了物业替换下来的灯，然后拿回家分析一下，看看里面用的是什么电路。灯的照片如下图，有一个灯珠明显发黑，估计是这一颗灯珠烧掉了（整体应该是灯珠串联，所以灯就都不亮了）拆开看应该这个灯也是工作很久了，2.2uF的电解电容都有些鼓包了。整体电路图如下，R2和R3为47Ω，图有勘误：是一个阻容降压加整流桥的方案，R1和C2是阻容降压，然后通过D1整流桥，在过电容C3滤波，R2和R4是LED灯的限流电阻。下图是top层的特写，是一个单面板。下图是bottom层：这元器件可太省了(￣y▽,￣)╭ 这个灯修一修也可以用，把2.2uF的电解电容换个新的，然后再把那颗黑的LED替换掉就行了应该，不过也没有修的必要了。（看这个柔性的LED基板是可以看到LED是串联的，所以一颗LED失效开路会导致所有的LED都不亮）#嘉立创PCB##DIY设计##创享2025#

首先介绍一下时间常数，τ=R*C，那么电容需要多久能充满电呢？例如下图仿真，R=1KΩ，C=1uF，那么τ=R*C=1ms。1个时间常数1ms的时间，电容电压充到63%，前半段电容的充电电流还是很大的，此时反推回去1τ下的充电电流为0.37*V1/R1。 绿色的为电容的充电电 流曲线，红色的为电容的充电电压曲线。 2个时间常数2ms的时间，电容电压充到86%3个时间常数3ms的时间，电容电压充到95%4个时间常数4ms的时间，电容电压充到98% 所以可以认为 3个时间常数电容就基本充满了（95%） ，而且在 上电瞬间，电容等效为短路，此时电流最大，等效为V1/R1。随着时间的增加，电容上的电压越来越高，充电电流越来越小，t趋向于无穷的时候，电流趋向于0。 下图工具里的计算器也可以计算。#嘉立创18周年庆，赢金豆兑壕礼##DIY设计##嘉立创PCB#

最近买了一个比较好玩的产品，于是买回来分析一下电路结构，与各位同好一起分析一下电路。 8个模式19个档位，可以说是相当的卷了 。。。5.7元包邮 使用感受就不说了，有点麻麻的，没仔细实验，直接分析电路吧。买之前我甚至想是不是数码管，拆开后发现就是普通的白光LED，加结构实现的数码管哈哈，不得不说这消费电子的花活挺多。挺让人意外的，还 预留了红外接收器没贴 。正面元器件还是很简单的， 22个LED加上几个电阻和金属按键 。（金属按键两个是低电平检测，一个高电平检测），这么多LED灯估计是矩阵的形式控制的。 然后是背面，背面一个锂电池，甚至还有一颗 锂电池充电芯片4054 （右下角那个小芯片）。不过没有电池过冲过放的保护（这价位还要啥自行车） 然后拆掉电池，看到完整的PCB背面， 主控的丝印被磨掉了，是1个14脚的主控芯片 ，可能是个OTP的单片机。然后 2个NPN （丝印G1）， 1个PNP （丝印2L）， 1个1mH的电感 （丝印102），便是全部的电子元件了。然后看一下如何实现电刺激的。 关于电极这块的电路我抄出来如下，当 IO1为高电平 时，三极管 Q8导通 （电容C6为加速电容），电池通过 红色电流路径给电感充能 ，类似boost拓扑；当I O2为高电平 时， Q6导通 ，电池的电压和电感产生的反生电动势叠加一起 通过蓝色路径放电 （人体皮肤接到电极正和电极负之间）。如果 改变三极管开关的频率和导通时间，人在不同的电流刺激下，就会感觉到不同的模式 。 不过我 没太明白那个PNP的三极管做什么用处，为了确保抄的正确性，我把这个PNP的三极管拆掉了，也可以看到这个PNP三极管的基极和发射极就是连到一起的，且没有连接到其他的地方了，还是挺匪夷所思的。这样连接难道单纯当个二极管来使？ 如果您知道为什么，欢迎评论区留言~最后说两句 消费电子真是太卷了，不过消费电子也是最喜欢拆解的系列。永远不知道为了省成本而会想出来什么花活。实在是秀，有的创意还是很值得借鉴的，虽然我不知道5.7元还包邮，这拿什么来挣钱#嘉立创18周年庆，赢金豆兑壕礼##DIY设计##嘉立创PCB##畅聊专区#

下文是个人的一个小总结，大致讲一下我对输出能力强弱的个人看法，以及在实际电路应用中的总结。 先抛出个问题，就是为什么下图这个电平转化电路的上拉电阻一个选了10k一个选了2.2k？如果您想不明白的话，就继续往下读吧，相信您读完也就明白了： 有的时候，使用短的连接线就没有问题，但是使用长的线缆就会出问题，这个一定程度上是和输出端口的驱动能力相关的，如果驱动能力弱，在长线缆的时候，驱动能力弱的弊端就会暴露出来。 那么还是以最为常见的两种输出端口结构来对比，就是推挽输出和开漏输出（下文用三极管为例，开集输出）。开漏/集输出： 又称OD门/OC门，即Open Drain /Open Collector，这种输出模式下需要加上拉，否则只可以输出高阻和低电平的能力（如果是PNP，在不加下拉电阻的情况下，则不能输出低电平）。 然后我们仿真一下，在这种情况，输入1khz方波控制三极管，然后输出也是1khz方波，且波形还是挺规整的，上升沿和下降沿都很陡峭： 但是，事实真的会这样优秀吗？答案是否定的，实际上这个电路对于高电平的输出能力是很弱很弱的，这个电路对于高电平的驱动能力完全取决于电阻R2的大小，R2越大，驱动能力越弱，抗干扰能力也就越弱；R2越小，驱动能力越强，抗干扰能力也就越强。（有的芯片内部有上拉，但是那都是弱上拉） 这个也就是文章开头提到的，短线缆没啥问题，但是长线可能会出问题。因为实际工程应用中，寄生参数是不可避免的，而线缆中往往会有寄生电容，而线缆的长度是和寄生电容成正比关系的，线缆越长，寄生电容越大。那么假如给上图的电路加一个1nf的电容会怎么样呢？ 可以看到上升沿变得很缓慢，因为在三极管截止时，上升沿的爬升，是通过蓝色路径，通过R2上拉电阻去给电容充电的，所以上升沿变得极其缓慢。但是三极管导通时，是通过三极管直接进行放电的，所以下降沿不是很缓慢的。 所以这种OC/OD门的电路结构的对于高电平驱动能力（拉电流）是很有限的，而低电平驱动能力强（灌电流能力大于拉电流）。所以如果线缆长的情况下，信号频率高的时候，可能上升沿还没爬升完，下降沿又来了，输出的信号就会有问题，如下图，假如把信号频率改为5khz，那么肯定就出问题了（输出最大才3V左右，爬升不到5V）：推挽输出： 一个NPN三极管和一个PNP三极管组成的推挽结构（有些地方也叫图腾柱电路），或者一个NMOS一个PMOS组成的推挽结构，上管负责拉电流，下管负责灌电流。 可以看到这个电路也是可以输出方波的，但是有没有注意到他的高电平并不是5V而是4.7V，且低电平也不是0V而是0.3V？那是因为在V（7）电压变为4.7V左右的时候，上管Q2就截止了；在V（7）电压变为0.3V左右的时候，下管Q3就截止了。（oc门结构中，低电平也不是0V，而是Vce三极管的饱和电压） 那么和之前一样，如果在输出端加一个1nf的电容（模拟线缆寄生参数）会怎样呢？当V（6）为高电平时，上管Q2导通，下管Q1截止，通过绿色路径给电容快速充电；当V（6）为低电平时，下管Q1导通，上管Q2截止，通过蓝色路径给电容快速放电。可以看到这个结构并不像之前上升沿会变缓，而是几乎没什么影响。 所以说， 这种推挽结构的对于高电平和低电平的驱动能力（拉电流和灌电流）几乎是一样的 。如果把信号频率改为5khz也不会出现之前oc门出现的问题： 这种结构的输出在驱动长线缆时，就不会出现这种上升沿缓慢的问题。 这个也就是之前分析的RS485自动收发电路中，那个电容的作用，就是在每1bit位发送阶段，保留一小段的推挽输出时间，让芯片可以输出高电平，而不是靠上下拉电阻。#DIY设计##嘉立创PCB##嘉立创18周年庆，赢金豆兑壕礼#

有时候没有逻辑分析仪，恰恰示波器也没买串口解析的功能，那么如何扒串口数据呢？（以下文章也适用于RS485，因为基本差不多） 首先介绍一下串口数据帧的组成：起始位1bit（低电平），数据位8bit，奇偶校验位（一般不加），停止位1bit（高电平）。所以我选择的数据帧格式为：1bit起始位+8bit数据位+1bit停止位（大多数都是这样） 首先看一个示波器抓取的串口波形，如下图： 首先看第一位低电平，是起始位，通过读格子，大概可以看出是100us一个bit位，那么反推回去1s/100us≈9600波特率（实际上我设置的也就是9600波特率），9600波特率下的1bit时间为1/9600≈104us。所以按照串口数据帧的格式，可以将数据大概扒出来，如下图：然后串口数据格式一般是LSB，即低位在前高位在后，所以去掉起始位和停止位后，这两帧数据分别为：0011 0101 和 0111 0100然后再根据8421BCD码的编码方式，反推回去就是：2+1 4+1 和 4+2+1 4即数据是35 74那么这也正和我用串口发送给示波器的一样：那么奇校验和偶校验是什么意思呢？1、奇校验 数据帧格式为：1bit起始位+8bit数据位+1bit奇偶校验位+1bit停止位 数据位和奇偶校验位内的1的总数为奇数 比如数据位为 0011 0101 （35）总共有4个1，那么奇偶校验位就应该为1，这样才可以保证总共1的个数为奇数。 比如数据位为 0111 0101（75）总共有5个1，那么奇偶校验位就应该为0，这样才可以保证总共1的个数为奇数。2、偶校验 数据帧格式为：1bit起始位+8bit数据位+1bit奇偶校验位+1bit停止位 数据位和奇偶校验位内的总共1的总数为偶数那么，这次不发送3574了，我使用串口发送3575，然后调到奇校验： 然后抓取示波器波形，可以看到和之前举的例子一样， 第一帧8bit的数据位里有4个1，为了保证有奇数个1，所以校验位为1，这样8bit数据位+1bit校验位的1的总数就为5，是奇数了；第二帧数据里8bit数据里有5个1，所以校验位为0，也是保证最后有奇数个1 ：（偶校验类似，不在举例）#嘉立创18周年庆，赢金豆兑壕礼##DIY设计##嘉立创PCB#

#创享2025# 今天在论坛看到了一张图，是TI的一个40V~400V非隔离型的高端电流检测方案的一个原理框图， 这个图里，比较有意思的一点就是 巧妙的利用了稳压二极管改变了运算放大器的共模输入电压范围 。 主要使用了一个OPA333，一个高压PMOS，还有一个INA226。..原理：由于存在 负反馈 ，运算放大器虚短和虚断成立，由于“虚短”，所以Vp等于Vn。且 由于“虚断” ，几乎没有电流流进同相输入端和反相输入端，所以说 Vp=V2成立 。又 由于“虚短” ，所以说 Vn=Vp=V2 ，所以说 R1两端的电压就等于V1-V2（图中的Vsense） 也就是等于电流采样电阻Rsense上的电压。又由于MOS属于压控型器件，几乎不会有电流从栅极流入到电阻R2上，所以说，加在 R2上的电压就等于R2*（Vsense/R1） 。由于R2和R1取值相等，所以VR2=Vsense。电流路径如下所示：稳压二极管钳位，改变共模输入范围 ，这个是比较值得学习借鉴的地方。 OPA333的共模输入范围是（V-）-0.1V到（V+）+0.1V ，比如说如果 5V单电源供电 的条件下， OPA233能处理的信号电压范围是-0.1V~5.1V ，所以说如果我们使用 5V单电源给OPA333供电的话，是处理不了上图的电流检测的，因为上图的检测电压Vsense上的共模电压实在是太大了。然而如果在运算放大器供电的地方 嵌入一个稳压二极管 ，那么OPA333的 供电电压就变了，变为了400V和394.9V 。随之， 共模输入电压范围也就改变了，变为了394.8V~400.1V ，而这个改变也正 恰恰是高端电流检测所需要的 。如下图：然后再将这个电流转化到R2上，给INA226检测，是很巧妙的设计。选型及PCB设计那么这个Rz该如何取值呢？Rz的取值和两个参数相关，第一个是稳压二极管的Izt（在≥Izt的时候稳压管的稳压值才准确）。第二个是运算放大器的静态电流Iq（因为MOS为压控型器件，运算放大器几乎不会提供电流在MOS的Cgs充满电后）。TI的设计是这样的，采用了低功耗的稳压二极管MMSZ4689T1（为防止电阻上的功耗过大）， Izt为50uA ，即在50uA的电流下，可以保持稳压5.1V。运算放大器 OPA333的最大静态电流Iq为25uA 。所以RZ的取值公式为：公式计算Rz的取值要小于5.26MΩ，TI取了两个1.2MΩ的电阻串联，以减小单颗电阻的功率。我们看下TI的官方设计原理图：关于 PMOS的选型 ，有两点要考虑。第一点，就是PMOS的 耐压值 ，肯定是要超过400V的，TI选择了一颗 力特的IXTT16P60P，最大耐压为600V。第二点就是 MOS的功耗 （ 由于MOS工作在线性区，所以MOS的功耗一定不可小觑 ），假设流过MOS的电流为8mA，由于MOS两端的电压差很大很大，所以功耗会很夸张，所以要 选择大封装的，并且PCB上做好散热 ：PCB设计需要注意高压区和低压区的布局，不要高低压布局在一起。采样电阻部分，走线尽量如下，以便减少走线引入的误差。#嘉立创18周年庆，赢金豆兑壕礼##DIY设计##嘉立创PCB#

今天看嘉立创锦鲤卡好像有了小键盘啥的，不过还不能开启兑换，不知道我的47张卡够不够[衰] #嘉立创PCB# #嘉立创18周年庆，赢金豆兑壕礼# #DIY设计#

电路是我素未谋面的朋友抄的电路，也是一个很方便的一个一键开关机电路，这个电路是在一个已经量产产品上的电路，所以说大家也是可以放心借鉴与参考（可以适当增加防护或缓起等）。做低功耗的应该会比较实用，因为 断电就是0功耗（仅有一点点PMOS漏电） ，非常好用省电。 首先是电源控制部分，这部分大家应该都耳熟能详了，是一个三极管控制MOS管的电源电路。下图中为两节干电池供电： 然后三极管的控制CONTROL接到按键那边，和一个IO口PA1共同控制：原理：关机状态下，PMOS不导通，电路完全断电。开机时，按键长按，三极管控制网络CONTROL被按键拉高，从而三极管导通，三极管导通后PMOS导通，电源上电，单片机上电。单片机上电后拉高PA1管脚，从而当按键松开后，PA1仍然能保证三极管导通，从而PMOS持续开启。PA0作为按键检测管脚，当按键按下时PA0检测到高电平（电池电压），按键断开时检测到的是低电平（大概0.3V左右，因为正常工作室PA1拉高，PA0的电压是电阻R52和R54的分压值）。当要关机时，比如PA0检测到按键长按3秒或者设备2分钟无操作，单片机只需要PA1管脚拉低，就可以保证三极管关断，从而PMOS关断，设备掉电关机。二极管D1一定不能去掉。由于某些单片机的GPIO默认不是高阻态，所以设置D1防止漏电流。#嘉立创18周年庆，赢金豆兑壕礼##DIY设计##嘉立创PCB#

本来以为是一个普通的数码管，然后看到竟然只有4个管脚，还有两个管脚是GND和VCC，这才反应过来这个里面可能有一个IC，于是拿示波器看了一下，果然是走IIC协议的，里面有一个IC在数码管里。 #嘉立创18周年庆，赢金豆兑壕礼# #嘉立创PCB# #DIY设计#

平时经常会遇到一些需要 测温 的场合，可以用的器件很多，比如ds18b20，dht11这种有源器件，或者热电偶，铂电阻，NTC热敏电阻等无源器件。今天主要分享的是一个网上看到的 铂电阻测温的电路 （选型及设计好坏与否不做评论，只分析原理），电路图如下，画红色圈的是铂电阻： 这个电路的大体思路是类似 开尔文式的测电阻法 ， 左侧的运算放大器作为一个恒流源（等效为下图的激励源I），右侧仪表运算放大器作为一个差分电压测量（等效为下图中的电压表），测量在固定电流激励下的在铂电阻上产生的压降 。恒流源： 左侧的运算放大器构成一个简易的恒流源。由于存在负反馈，所以虚短虚断成立。由于虚短，反相输入端电压等于同相输入端电压等于2.5V。由于虚断，没有电流流过运算放大器输入端，所以电流按照绿色路径流动，所以流过铂电阻的电流为0.1mA，即运算放大器为铂电阻提供一个0.1mA的电流激励，转化为电压给后级的差分放大。差分放大： 差分放大采用了ADI的仪表放大器AD623，具有高输入阻抗，增益可设，图中设定的增益为20倍。假如铂电阻阻值为100Ω，那么在0.1mA的电流源激励下，铂电阻两端产生的压降为0.1mA*100Ω=10mV，然后再经过AD623差分放大20倍，输出电压为200mV。然后再通过R65和C51的RC低通滤波器后给单片机的ADC去采集。单片机ADC采到电压后，再反推铂电阻阻值，从而计算环境温度。 开尔文测电阻法 （又称四线法测电阻，台式万用表一般都有）相比于常规的二线法测电阻的好处在于 可以将引线上的线上电阻（图中的红圈）去掉 ，以提高测量精度。 当然，在测量 小电阻 的情况下，如果想要获得更精准的测试数据，那么相应的就 要提高激励源的电流 ，从而得到更好的测试数据。#嘉立创18周年庆，赢金豆兑壕礼##嘉立创PCB##畅聊专区##嘉立创#

大概是快十年前的设计了，可以祖传了吗？ #嘉立创18周年庆，赢金豆兑壕礼# #嘉立创PCB# #DIY设计#

今天我对USB转RS485转换器做测试的时候突然醒悟了那个电容的作用，因为这个自动收发算是两线制的RS485，即不需要单独的管脚做方向控制，而是 利用了DI和反相器做方向控制 。 这种设计相比不带电容，而是直接用反相器控制的好很多，因为 如果直接接反相器（有的用三极管），那么这个电路在DI等于1时，A和B都为高阻态，那么这个电路的驱动能力就完全由上下拉电阻的大小去决定，在线缆长的时候（下图为300米测试）就无法输出驱动的高电平 ，大致如下图： 而有这个电容的存在，就可以在DI由低电平到高电平跳变的时候（串口的起始位为低电平），给电容充电到反相器的输入阈值判断为高电平之前，让RS485芯片处于发送状态。从而可以让芯片的管脚输出A高电平，B低电平（而不是靠上下拉电阻，这很重要）。 然后电容充电到反相器的高电平判断阈值后，反相器才输出低电平使能接收，然后A和B均为高阻，然后这时的A和B的电平就完全靠上下拉电阻去决定了（由于之前芯片已经输出了A高B低，所以此时就算这个上下拉电阻驱动能力弱也没关系）。然后我在b站也看到了用三极管加电容的版本，如下图： 然后我对RC的大小又稍作了研究，总体而言，这个RC是不宜太大，也不宜太小的。如果RC太小，可能电容很快就充电到了反相器的高电平判断阈值（将485芯片切换为了接收状态，输出全靠上下拉），芯片不能很好的发送A高B低。如果RC太大，可能会导致就算发送已经发完了但是RS485芯片还处于发送状态，不利于接收。 例如我把这个板子的电容C改为4.7uf，那么RC变大了，以至于发送完之后芯片还能持续20ms的发送状态，而如果在发送完之后还为发送状态的情况下，从机已经开始回复信息了，那么RS485芯片就接收不到，所以要综合考虑。#嘉立创18周年庆，赢金豆兑壕礼##嘉立创PCB##DIY设计#

这设计很好，都不需要Typec座子了，直接板载。 注意板厚，大概为0.6/0.8mm，之前我拆电容笔的板载Typec是0.8mm，这个up说他的设计板厚是0.6mm。 图片来自：RoCry的小号

最近论坛坛友讨论如何用buck改buck-boost拓扑输出负压，于是我也做了一块小板，并也验证成功了，可以正常输出3.3V和-3.3V。只需要VCC和GND两根线供电就可以了，原理图如下，供各位同好参考：正压3.3V输出部分如下：负压-3.3V输出部分和正压基本相同，只需要稍作改动，如下所示： 总体来说还是很顺利的，周五嘉立创，昨天周二就拿到了验证板，加上手头有的一些物料，之前剩余的MP2225和一些阻容电感，很快就焊好了，也是很顺利，焊完上电也没有冒烟。 然后注意就是，如果Buck改buck-boost拓扑输出负压的话，输入电容要接到GND，尽量不要接到负压输出。这个之前的推文里有所提及。 然后还有一点就是电压输入范围会相应发生变化，例如MP2225的最大输入电压为18V，但是改为buck-boost拓扑后最大输入电压只能为18-3.3=14.7V。这一点要额外注意。下图是之前文档里截取的。 然后，不推荐用这种buck-boost拓扑输出负压来给运算放大器供电负压，因为这种开关电源的纹波一般是比较大的，而且纹波的频率相对也是比较高的，有的运算放大器的PSRR比较弱的话，可能会对运算放大器的输出端造成影响。 最后，个人并不是很推荐这种Buck改buck-boost拓扑，因为这样改了之后感觉很多参数会不太清楚，就像最大输出电流是多少呢？欠压保护点是多少呢？感觉是会发生一些改变，就像TI文档里写的一样，Buck改Buck-boost后的最大输出电流会减少，输出能力不会和Buck一样。 建议还是使用 专门的Buck-boost拓扑的芯片 ，这些输出电流等参数更加明朗一些。 如  TPS63710 、  LMR70503  等，或者也可以用电荷泵芯片，像之前提到的圣邦微的 SGM320 等也可以输出负压。#嘉立创18周年庆，赢金豆兑壕礼##DIY设计##嘉立创PCB#

今天在论坛看到一个INA149的内部电路图，并问这个输出电压为什么是这个公式，所以将推导过程分享与诸位。 运算放大器的图如下所示，输出电压公式为: Vout=（+IN）- (-IN) 推导过程其实也很简单，可以按照虚短虚断然后根据基尔霍夫电流电压定理进行推导，同时也可以按照叠加定理进行推导。我就按照叠加定理进行推导了，因为叠加定理相对比较容易简单理解一些。 按照叠加定理，不用的信号源就接到GND即可。所以说，第一步，先将-IN接到GND，为了方便书写公式，将+IN改为Vinp计算Vout，得到公式如下： 第二步，先将+IN接到GND，为了方便书写公式，将-IN改为Vinn计算Vout，得到公式如下。 注：由于同相端接地，反相端虚地，所以说20kΩ上没电流，计算的时候不需要考虑20kΩ： 第三步，将第一步的Vout和第二步得到的Vout相加，得到最终的输出为： Vout=（+IN）-(-IN) 如果你看懂了，麻烦给个赞。 最后是群友的仿真结果，可以看到输出与公式对应的上（这种电路主要应用于高共模电压差分输入的情况。还是很好的一个思路，下图仿真并没有体现出高共模电压的优势）：#嘉立创18周年庆，赢金豆兑壕礼##嘉立创PCB##DIY设计##畅聊专区#

这一篇文章源于朋友的询问，问我一个关于431的问题，说这个原理图是传感器厂家给的Demo原理图，询问如下图所示的431输出电压是多少，电路图如下： 然后我就回答了，这个电压大概是3V左右，公式是：VDDA≈ vref*（1+2k/10k）≈2.495*1.2≈3V（Iref很小，所以忽略了） 当然这个公式也可以在431的手册中找的到，很显然我的朋友没有看手册： 另外，由于我看原理图中431的输出电容C18和C19的容值有点不太好，所以我让朋友格外注意一下TL431的输出电容的选择问题，因为TL431的输出电容容值 这个参数也很重要， 如果选取不对，那么很可能会导致431震荡 ，我没有实际遇到过，我不确定这个是不是会必现，但是可以肯定的是， 如果不合适选取电容，那么是会概率出现431环路震荡，输出电压波动的情况。（这个不同厂家的曲线图也不一样，要根据具体手册来看）。 这个的看图方法为，先看Vka，比如Vka为Vref，那么就看A曲线，然后在根据电路的电流Ika情况，选择纵轴。比如10mA，那么就读取其10mA对应的X轴的容值，两边为稳定区，中间为非稳定区（不要选择这个区间内电容容值）。例如上图，就可以读出来，如果选输出电容，那么选择要么比10nF小，要么比4.5uF大，不要选择10nF~4.5uF之间的容值。 然后朋友又问了我一个问题，说VDDA为什么不用LDO供电？我就说可能是作为基准源来用吧。所以我就又问了下这个VDDA是不是接到了MCU的ADC基准那边。 然后 正如所料，朋友发了一下VDDA是接到了STM32F030F4P6TR的VDDA管脚，而这个管脚也正是为ADC外设供电并且是作为ADC的Vref的 。 然后我又仔细看了一下 STM32F030F4P6TR的手册，因为我知道STM32的一些芯片对于VDDA和VDD的供电多少都有点不太一样，然后发现戏剧性的一句话，这句话说STM32F030F4系列的VDDA的电压必须大于等于VDD，并且要先比VDD上电。也就是说 如果VDD供电为3.3V，VDDA供电是3V是不合适的 ，也就是这个厂家给的东西并不能完全信：总结： 对于国产某些小厂家给的原理图要格外仔细检查，不可全信，不能盲目CVCV，因为可能他们的原理图是没有经过批量量产验证的，仅仅只是个Demo而已。可能一个两个，五个十个没有问题，量产上千上万个可能问题就会显现出来！做硬件还是要记住，仔细阅读规格书！至少要把每个Pin脚的功能、外围电阻电容配置搞对，看好电气特性表。#嘉立创PCB##嘉立创18周年庆，赢金豆兑壕礼##DIY设计##畅聊专区#

感觉拆解一些电子产品拆解，也可以作为硬件电路学习的一部分。每次拆解都像开盲盒一样，总会有一些惊喜。在拆解的过程中也可以学习别人成熟的量产硬件方案。本期的拆解对象是一个2线制的4-20mA环路供电式温度变送器，外观如下： 主要参数如下： 传输精度0.1%FS(20°C) 二线制4-20mA输出 温度漂移:0.02%FS/°C 内置冷端补偿 DC12-40V供电 拆开后，我真是两眼一黑，本来是想学习学习的，谁想到这丝印几乎全被打磨掉了。。。瞬间心有点拔凉拔凉的。。难道真就看了个寂寞吗？可以看到打磨的都凹进去了，看来国产仪表对隐私保护还是很看重的。 不过其实仔细观察以及万用表测量也可以大致看出主要的芯片功能，应该如下所示，主要由MCU，运放，三极管，432基准源等组成。#嘉立创18周年庆，赢金豆兑壕礼##DIY设计##嘉立创PCB# 目前得到的已知信息： 432与NPN作为简易3.3V的LDO为后级供电，运放和三极管作为环路4~20mA电流调节，主控MCU的ADC作为电压采集（7/8脚为串口，15/25/26脚为ADC管脚，11/12管脚为程序下载口） 哈哈，那么真的就猜不出来吗？ 如果你已经猜出来主控是什么了，欢迎评论区讨论。下期揭晓答案！ 请大家期待一下，我们下期再见！届时对原理图进行分析。 总结 丝印磨得很干净。

今日运气不错，三次抽了两张锦鲤卡。 大伙集卡多少张了？我想换一个泰山派，大家想换什么东西？ #嘉立创PCB# #嘉立创18周年庆，赢金豆兑壕礼#

俗话说的好“电路和我有一个能跑就行，电路不跑我就跑”。今天这期带来的是小徒弟的一个硬件bug。不过多阐述，一起看看： 问题描述： 产品电池采样电路样机概率有40uA额外的漏电流，五台样机有一台出现这种异常现象。问题定位到PMOS上，更换PMOS有用。电路原理图如下： 原理图分析： 当ADC_EN为高电平时，NMOS管Q20导通，PMOS管Q19导通，ADC1采集得到VIN的电压（ADC1≈VCC*4.7K/104.7K）。当ADC_EN为低电平时，NMOS和PMOS均为关断状态，此时在R66和R67上不会有漏电流（低功耗必备电路）。 从原理图分析是没什么问题，但是实际异常就是在Q19截止的时候，仍然会有40uA的漏电流。 原因分析： 后经过仔细与群友核对VIN电压后，发现VIN对应的电池电压，电池是12V的电池，即电池充满电后的电压会更高（大于12V）。 而这个原理图是从4.2V的锂电池采集电路里拷贝过来的。。。 当NMOS导通后，PMOS两端的VGS电压几乎等同为VIN（大于12V），而采用的PMOS为AO3401，其VGS耐压绝对最大值也就是±12V。加上之前描述更换PMOS后问题会得到解决，所以怀疑是PMOS的VGS过压导致PMOS内伤，可能就产生了额外的漏电流。 解决方案：  电阻分压后控制PMOS，更改后电路图大致如下：2. 更换VGS耐压更高的PMOS，例如AO3407。3.  提桶跑路。总结： 要额外注意MOS管的VGS耐压和VDS耐压。#嘉立创18周年庆，赢金豆兑壕礼##畅聊专区##嘉立创PCB#

前两天朋友给我寄了两个他设计的USB转485/422转换器，制作的初衷也很简单，就是消耗一下他手头的物料，设计的关键就是电子丐帮，面向库存设计，探索低成本！在这里先感谢朋友设计的转换器。 拆开，可以看到设计大致如下所示，有两颗MX3082作为485/422的收发芯片，USB转串口使用了一颗CH340G。 背面则是485/422和USB的防护器件。采用的是SMAJ6.5CA和USBLC6-2SC6。 主要的自收发部分和RS485/422部分的电路如下所示，两个485的芯片的RO使用与门与到了一起，这样就实现了RS422与485的兼容： 串口使用CH340G，这个芯片需要外置晶振。 指示灯部分电路如下所示，使用三极管间接控制LED灯。 与门部分，也可以使用肖特基做，群友给我寄了两个版本的转换器，其中的一个使用的是肖特基搭建的双输入与门，也是为了消耗自己手头肖特基二极管的库存，也是蛮巧妙的。 当 RX 3和RX2其中有一个为0时，RXD输出为d低电平。 原理图如下所示：设计成本简单估算一下，大概十块钱以内： 公版外壳1.4 ch340g 1.9 mx487 0.8x2 两个逻辑门 0.3x2 5.08 4pin 2.07 这个塑料外壳挺好的，挺适合这种转换器之类的小设计。#嘉立创18周年庆，赢金豆兑壕礼##畅聊专区##嘉立创PCB##DIY设计#

今天分享一个ULN2003的驱动电路，这个芯片非常好用，可以做一些继电器驱动，或者步进电机等的驱动。一个ULN2003就可以驱动7路继电器。 ULN2003内部集成了7个达林顿管（小电流控制大电流） ，以及7个续流二极管 ，这个芯片的OUT属于OC门，即开集电极输出， 只具备输出低电平和高阻的能力 （ 类似开漏输出 ）。驱动部分的电路如下： IN1~IN7连接至单片机的IO口，单片机输出高低电平控制，7个LED灯用于指示IO口的控制信号。COM接到感性负载的供电，用作续流。 当IN1输出高电平时，ULN2003内部的达林顿管导通，然后继电器吸合 ，由于所有继电器的电流最终都是灌入芯片内部，然后到芯片的GND回流的，所以芯片的 GND管脚的走线一定要加粗处理 ， 电流路径如下 ： 当IN1由高电平变为低电平时， 继电器会经过芯片内部的续流二极管续流，以防止继电器产生的反电动势损坏芯片 ，续流路径如下： ULN2003除了可以控制继电器外，还可以控制步进电机等，例如之前那个28byj48步进电机，也可以拿ULN2003控制。#畅聊专区##嘉立创PCB##DIY设计#这个芯片内部的续流二极管真是非常好用：

一阶低通滤波器中，当RC的乘积（时间常数）确定后，该如何选值R和C？在RC为固定值时，他们组成的RC低通滤波器的幅频特性曲线和相频特性曲线是完全一致的，例如1kΩ和1uF、100kΩ和0.01uF，仿真如下图：那么这个电阻和电容的取值该怎么选择？1.RC滤波器的输入阻抗：电阻R越小，RC滤波器的输入阻抗Zin越小，此时就要求前级的驱动能力能够驱动，电阻不能一味的小。2.RC滤波器的输出阻抗：电阻R越小，RC滤波器的输出阻抗Zout也越小，有利于传递给后级电路。3.过大的电阻R，会让后级输入偏置，例如下图：由于运算放大器会有输入偏置电流Ib，这个输入偏置电流Ib，会和电阻R产生更大的电压，并以输入失调电压的形式在后级体现出来，所以电阻太大也是不利的。4.当电阻R选值大时，电容C的取值就变小，要避免电容的容值过小。因为过小的电容，可能会与周边走线，铜皮，过孔等的寄生、杂散电容（pF级）接近，从而导致RC滤波器的实际截止频率降低（电容C和杂散电容并联，导致实际的C容值大）。5.多级RC滤波器连接时，如果各级都用相同的R、C值，由于相互之间存在阻抗影响，在截止频率附近会导致‘溜肩膀’，使滤波器的截止性能恶化。如果按照从低阻抗到高阻抗的顺序排列会获得更好的截止特性和衰减特性：#畅聊专区##嘉立创PCB##DIY设计#